Расчет усилителя низкой частоты

Напряжение  на вольтодобавочном конденсаторе в соответствии с формулой (25) составит:

 

 

 

 

 

По  формуле (26) определим, когда мгновенное значение напряжения на нагрузке достигает  максимального значения

 

 

 

 

 

Напряжение  в точке вольтодобавки по ниже приведенным расчетам составит:

 

 

 

Ток делителя, задающий режим работы транзистора VT1, выбираем на порядок больше тока базы этого транзистора, который рассчитывается в соответствии с формулой (27):

 

 

 

 

 

Тогда легко можно рассчитать значения сопротивлений резисторов и в соответствии с формулами (28 и 29):

 

 

 

 

 

 

где  – ток делителя, равный 0,5 мкА;

 

 

 

 

 

За  cчет резистора R₁ осуществляется общая параллельная ООС по постоянному напряжению, стабилизирующая начальный режим работы всех транзисторов (в отсутствии входного сигнала регулировкой R₁ выставляется нулевое напряжение на нагрузке). Таким образом, режим транзистора VT1 стабилизируется комбинированной ООС (еще есть ООС за счет R₅). Для температурной стабилизации начального смещения выходных транзисторов желательно вместо резистора R₄ применить три последовательно включенных диода с прямым падением напряжения 0,65В (например, КД503А).

Основное  достоинство рассчитываемого выходного  каскада – обеспечение высокого коэффициента полезного действия. Оценим его величину, вычислив по формуле (30).

Суммарная мощность потерь в выходных транзисторах – 2×1,45=2,9Вт, в транзисторах предоконечного каскада – 2×0,0807=0,1614 Вт, в резисторах R₉ и R₁₀ – 1,25 Вт.

 

 

 

 

Оценим  качественно усилительные свойства каскада на средних частотах. Без  цепи ПОС (если убрать конденсатор C2) эквивалентное сопротивление нагрузки транзистора VT1 Ом по переменному току представленная в формуле (31) можно определить как:

 

 

 

 

 

где - входное сопротивление эмиттерного повторителя на транзисторах VT2 и VT4;

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

2.4 Расчет элементов цепи обратной связи

 

Цепь  положительной обратной связи поддерживает неизменным напряжение на резисторе R₃, создавая эффект динамической нагрузки. Переменная составляющая коллекторного тока, ответвляющаяся в резистор R₃, резко уменьшается (в 20-50 раз), что увеличивает эквивалентное сопротивление нагрузки для VT1 и коэффициент усиления каскада с ОЭ по напряжению. Отрицательная обратная связь через резистор R₁ по переменному току в этом случае не работает.

При увеличении внутреннего сопротивления  источника входного сигнала начинает проявляться параллельная ООС по напряжению через резистор R₁. Коэффициент усиления по току который при большой глубине ООС стремится к величине , найдем по формуле (32), а также он уменьшает входное сопротивление каскада до значения вычисляется по формуле (33):

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Сквозной  коэффициент усиления при большой  глубине ООС стремится к величине определяемый по формуле (34):

 

 

 

где - внутреннее сопротивление источника сигнала;

      - ЭДС источника сигнала;

 

 

 

 

 

 

  Входной каскад с регулировкой  коэффициента усиления обеспечивает  предварительное усиление сигнала  по напряжению. Он использует  неинвертирующее включение операционного усилителя DA1.1, что позволяет получить большое входное сопротивление УНЧ. Практически близкое к нулю выходное сопротивление каскада превращает его в идеальный источник напряжения для каскада на операционном усилителе DA1.2, обеспечивающего регулировку тембра.

Применен  активный симметричный регулятор тембра, не вносящий потерь в нейтральном  положении. ОУ здесь охвачен цепями ООС, представляющими собой частотно зависимые делители напряжения нижних (R₄…R₇, C₂…C₃) и верхних (R₈…R₁₀, C₄) частот.

При диапазоне регулирования тембра 20 дБ элементы схемы можно определить из следующих соотношений, представленных по формулам (35):

 

 

 

 

 

       

 

 

 

 

 

 

 

где и - нижняя и верхняя частоты регулирования [19];

 

 

 

 

 

 

 

Коэффициент усиления выходного каскада по напряжению определяется по формуле (36) отношением величин сопротивлений резисторов R₁₀ и R₉:

 

 

 

 

3 Компоновка схемы усилителя с последовательной ООС по напряжению

 

В выходном каскаде без отрицательной  обратной связи по переменному току в режиме АВ остается заметный уровень нелинейных искажений (5…15%). Так как в усилителях звукового сопровождения допустимая величина коэффициента нелинейных искажений не должна превышать 1%, необходимо вводить ООС глубиной не менее 10…15.

Наиболее  эффективным путем улучшения  качественных показателей УНЧ является введение в него общей последовательной ООС по напряжению, которая увеличивает входное сопротивление, уменьшает выходное сопротивление и стабилизирует коэффициент усиления по напряжению. Такую ООС удобно вводить, когда входной каскад УНЧ выполнен по схеме дифференциального усилителя. На один вход дифференциального усилителя можно подавать входной сигнал, а на другой – сигнал обратной связи.

Рационально дифференциальный каскад подключить к  выходному каскаду непосредственно (без разделительного конденсатора), построив таким образом своеобразный операционный усилитель с мощным выходом. Вариант принципиальной схемы УНЧ с последовательной ООС по напряжению приведен на рисунке 2, а его функциональная схема с выделением операционного усилителя (гальванически связанные каскады на транзисторах VT1-VT11 образуют УПТ с дифференциальным входом и большим коэффициентом усиления по напряжению) – на рисунке 3.

 

 

 Рисунок  2. УНЧ с последовательной ООС  по напряжению

Используется неинвертирующее включение ОУ, при котором на средних частотах коэффициент усиления по напряжению определяется выражением в соответствии с формулой (37) (при большой глубине ООС):

 

 

 

 

 

Конденсатор С₂ поставлен для того, чтобы ООС по постоянному току была стопроцентной. В этом случае исходное напряжение на нагрузке автоматически устанавливается близким к нулю (отсутствует сдвиг нулевого уровня на выходе ОУ).

Входное сопротивление УНЧ определится  как , и желательно выбирать R₄=R₁. Тогда начальное смещение на выходе ОУ не превысит величины , где - разность входных токов ОУ (токов баз транзисторов VT1 и VT2).

 Стабилизатор общего тока эмиттеров VT1 и VT2 во входном дифференциальном каскаде выполнен на отражателе тока VT5, VT6. Величину тока выбирают порядка долей миллиампера. Чем больше ток, тем больше коэффициент усиления дифференциального каскада по напряжению. Стабилизируемый ток задается резистором по формуле (38):

 

 

 

 

 

 

 

Роль  динамической нагрузки каскада выполняет  токовое зеркало на транзисторах VT3, VT4. Коэффициент усиления по напряжению при этом удваивается (переменная составляющая тока транзистора VT2 также участвует в усилении сигнала).

Резистор R₈ не зашунтирован блокирующим конденсатором и выполняет роль элемента местной ООС (последовательной по току), увеличивающей входное сопротивление каскада на транзисторе VT7, что позволяет повысить коэффициент усиления по напряжению входного дифференциального усилительного каскада.

Корректирующий  конденсатор делает постоянную времени каскада на транзисторе VT7 много большей, чем постоянные времени других усилительных каскадов в области верхних частот. Это позволяет сформировать желаемую ЛАЧХ операционного усилителя с наклоном минус 20 дБ/дек и обеспечить устойчивость УНЧ при большой глубине обратной связи.

Расчет  емкостей конденсаторов С₁, С₂, С₃ производится по допустимой величине частотных искажений на нижней частоте рабочего диапазона, емкость конденсатора С₄ определяется по заданной величине с учетом обеспечения устойчивости при рассчитанной глубине ООС.

Характеристики  биполярного транзистора представлены в соответствии с рисунками 4 и 5.

 

 

Рисунок 4. Входная характеристика транзистора типа КТ361В

 

 

Рисунок 4. Выходная характеристика транзистора  типа КТ361В

 

 

 

 

 

 

Заключение

 

Из проведенной работы следует, что полученная выходная характеристика расчетной схемы полностью удовлетворяет условиям задания.

Работа демонстрирует основы расчета  усилителя низкой частоты с трансформаторной связью между каскадами, что позволяет  достичь полного согласования нагрузки с выходным сопротивлением транзистора, а, следовательно, максимального усиления мощности в каждом каскаде.

Схема настраивается относительно несложно из-за применения ОУ в предварительном  усилителе, вместо двух усилительных каскадов на транзисторах. Также применение ОУ значительно уменьшило низкочастотные искажения.

Недостатком спроектированного усилителя  является подборка элементов, так как  очень трудно подобрать одинаковые транзисторы. Также недостатком  данного усилителя является сравнительно большое количество элементов, что  приводит к трудностям при настройке  схемы усилителя.

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Список литературы

 

1. Григорьев  О.П. Справочник по транзисторам. М. 1989 г.

 

2. Штумпф Э. П. Судовая электроника и силовая преобразовательная техника: Учебник. Спб: Судостроение, 1993.

 

3. Горячева Г.А., Добромыслов Е.Р. Конденсаторы: Справочник. М.: Радио и связь, 1984.

 

4. Отечественные полупроводниковые приборы. Справочное пособие: Транзисторы биполярные и полевые, диоды, варикапы, стабилитроны и стабисторы, тиристоры, оптоэлектронные приборы. А.И. Аксенов, А.В. Нефедов.-Москва, «Солон-Р», 2000.

 

5. Полупроводниковые приборы. Диоды выпрямительные, стабилитроны, тиристоры: Справочник. А.Б. Гицкевич, А.А. Зайцев, В.В. Мокряков и др. Под ред. А.В. Голомедова. М.: Радио и связь, 1988.

 

6. Полупроводниковые приборы: транзисторы средней и большой мощности: А.А. Зайцев, А.И. Миркин, В.В. Мокряков и др. Под ред. А.В. Голомедова.- М.: Радио и связь, 1989.

 

7. Справочник по расчету электронных схем. Б.С. Гершунский. Киев: Высш. школа. Изд-во при Киев. ун-те, 1983.